电路设计：
一、 基本技术参数
输出功率：PO=5.0V×1.0A+12.0V×1A=17W
直流输入电压
Uin（min）=1.414×90=127VDC
Uin（max）=1.414×600=854VDC
最大平均输入电流：Iin-ave（max）=PO/（η×Uin(min)）=17/(0.8×127)=167mA(设转换效率为80％)
峰值电流：IPK=5.5PO/127=0.74A(设最高工作频率为140KHz)
二、 变压器设计
由于最高输入直流电压为854VDC，考虑到绕线窗口面积与绝缘关系，本设计采用中心截面积为30.5mm2的EE30磁芯。
变压器一次电感：
LP=(Uin(min)×Dmax)/(IPK×f)=(127×0.5)/(0.74×140)=613uH(设Dmax=0.5)
最低输入电压时的磁通密度Bmax=3500/（2×1.414）=1237G
最小空气隙为：
Lpri=(δmax×Uin(min))/(IPK×f)=0.5×127/(0.82×140)=533Uh
变压器必须加空气隙，最大AL值是100mT/1000T.
变压器一次电感需要的匝数：Npri=1000（Lpri/AL）1/2=74.4≈74匝
二次侧的12V是叠加5V上的，对控制IC来说为辅助控制，用超快恢复整流二极管，匝数为
Nsec=(Uout+Ufwd)(1-δmax)×Npri/(δmax×Uin(min))=7.5≈8匝
5V绕组匝数：N(+5)=(5+0.5)×8/12.9=4匝
计算变压器输出电压的误差总量与实际需要的输出电压是：+5V、+5.0V、+12V、+10.1V，整流后的电压降。
因此对+12V来说，由原来的8匝加到9匝，这样一来整流的输出电压可达到11.5V。因输出电压很高，因此变压器的一次与二次的绝缘要求非常高：
1、对漏电安全要特别考虑（绕线宽度要小于窗口宽度）；
2、850V输入高压通过一次线圈，隔离电压能在一次绕组与绝缘材料之间引起放电，绝缘材料必须把临近的绕组安全包围；
3、占空比的决定：占空比愈大二次匝数愈少，一次匝数愈多，造成漏感ACR、DCR都增大，因此在设定占空比时并非愈大愈好，但是占空比过小，高压时磁通密度更大，磁损增加；整流管反压增加，变压器利用率下降；
4、在取得最佳匝数后，应反推△B。
5、气息加大，磁损增加。因为气隙越大，磁滞曲线越向两边延展，此时能量传输区大了，但是磁损也加大了。
三、 输出滤波电容设计
因是一个可变频率系统，考虑到对输出纹波的要求，故所计算的滤波电容值要按最低频率的要求来配置，输出电容的值取决于输出电流的要求，+5V与+12V的输出电容要根据最大输出电流的要求，计算方法：
CO=IO/(feat（min）×Uripple（max）)=1/（70×0.1）=142uF。
分别选两颗100uF的电解电容并联（C11与C12、C13与C14）
四、 电压反馈环路设计
由原理图可见，IC1(UC3845)内部的误差放大器没用到，反向输入端直接接地，因此输出一直为高电平，仅使用了二次侧TL431A的误差放大器，通过光耦把信号传递到一次侧。光耦的集电极直接接IC1的1脚对电源进行控制，它采集了工作频率与峰值电流给IC1内部的误差放大器，通过IC1的控制直接对开关管的占空比进行调整。3.3V的稳压管在输入高压时提升振荡器的控制电压。光耦的工作电流控制在5mA，外接电阻R11连接在UCC于压腔振荡器VCO输入端之间，电阻值的设定不能使光耦进入饱和状态。
R11=(12-3.3)/5=1740Ω选1.8KΩ。
光耦MOC8102的Ctrr（传输比）是100％，LED的电流选为6mA（5mA给R10,1mA给IC1的1脚）。光耦的最小增益是30％，考虑裕量选为8mA，流过光耦LED的电流值有R20来限定R20=5-(UU3+ULED/8)=138Ω，选120Ω，
TL431A的小取样电阻决定了基准端(Uref)的工作电流，在此选1mA，因此R21=Uref/Isense=2.5/1=2.5KΩ(选2.49KΩ±1％)。
如果输出电压发生变化时，需极快地通过取样回路反馈给控制端并及时的进行调整。+5V的输出电压通常供给对电压要求不高的负载。因此，TL431A的上取样电压70％选自+5V输出端，30％选自+12V输出端。取样电阻的选择如下：
+5V:R22=(5-2.5)/(0.7×1)=3.57KΩ(±1％)
+12V:R19=(12.2-2.5)/(0.31)=32.3KΩ取32.4KΩ±1％
http://www.10000intel.com/news/10/268.html
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